Amplificateur ec 1 q
Amplificateur CE à deux étages utilisant une rétroaction de tension de série négative:
Circuit d’amplificateur de rétroaction négative: Un amplificateur BJT couplé au condensateur à deux étapes est illustré à la figure 13-10. Il s’agit du même circuit d’amplificateur CE à deux étages déjà discuté avec l’ajout de composants de rétroaction RF2, RF1 et CF1. La tension de sortie est divisée en RF2 et RF1 pour produire une tension de rétroaction série avec le signal dans la base du Q1. 
CF1 (sur la figure 13-10) est un condenseur CC Lock pour empêcher la tension CC dans le collecteur Q2 d’affecter les conditions de polarisation du Q1. CF1 se comporte comme un circuit ouvert à faire et un court-circuit pour AC.
Par conséquent, CF1 n’est pas inclus dans la fréquence moyenne, tout circuit équivalent du réseau de rétroaction de la figure 13-11. Le condenseur C2 se comporte comme un court-circuit à des fréquences moyennes et supérieures, de sorte que C2 et R4 (court par C2) sont également absents de la fréquence moyenne sans circuit équivalent.
La tension du signal (VS) est appliquée entre la base Q1 et la Terre, comme illustré sur la figure 13-11, et la tension de sortie (VO) se développe entre le Q2 et le collecteur de la Terre. La tension de rétroaction (VF) est développée par la résistance RF2, entre la borne d’émetteur Q1 et le sol.
La tension d’entrée (VI) apparaît à travers les bornes de l’émetteur de base Q1 comme la différence entre VS et VF.
Des sujets précédents d’un amplificateur EC à deux étages, il est connu que la tension de sortie du circuit est en phase avec la tension de signal. Lorsque le niveau instantané de VS est positif, VS est également positif et, par conséquent, la VF est en phase d’opposition avec Vs.
Lorsque vs augmente (positivement), la VF augmente également et, conséquente
Gardez à l’esprit que les résistances de polarisation Q1 (R1 et R2) sur la figure 13-10 sont en dehors du circuit de rétroaction et ne sont pas affectées par la rétroaction. L’aspect de l’impédance à la base du transistor se situe dans le circuit de rétroaction, il est donc modifié par la rétroaction.
De plus, n’oubliez pas que la résistance du collecteur Q2 (R7) n’est pas affectée par la rétroaction négative et que l’aspect de l’impédance dans le terminal du collecteur du transistor change par rétroaction négative.
Le facteur de rétroaction du circuit des Fig. 13-10 et 13-11 est,
De l’équation. 13-3,
Généralement rf1 ≫ RF2, puis
Conception de l’amplificateur de rétroaction négative:
Un amplificateur EC en deux étapes qui utilise un amplificateur de rétroaction de tension négatif de la série tel que celui illustré à la figure 13-12, est d’abord conçu comme un amplificateur sans rétroaction. Ensuite, les valeurs du composant de rétroaction sont déterminées et le circuit est modifié si nécessaire.
Comme RL, RF1 est une charge supplémentaire dans le collecteur de deuxième étape de la figure 13-12. Comme illustré sur la figure 13-13, le gain de tension de la deuxième étape est proportionnel à la charge totale (Rl || R7 || RF1), par conséquent, RF1 a pour effet de réduire le gain de la deuxième étape.
Un excellent gain de circuit ouvert est requis pour une bonne stabilité du gain, donc RF1 doit être sélectionné aussi grand que possible.
La résistance RF2 est une résistance déboutonnée en série avec l’émetteur Q1. En tant que tel, il semble réduire le gain de tension de la première étape et, par conséquent, réduire le gain de circuit en circuit ouvert.
Cependant, comme VF s’applique à l’émetteur Q1, le gain de circuit ouvert effectif est le gain de tension des bornes Q1 au collecteur Q2. Ensuite, RF2 ne modifie pas le gain général de circuit ouvert. (RF2 est omis lors du calcul du gain de circuit de circuit ouvert).
Une autre considération pour RF2 est qu’elle est en parallèle avec l’impédance (ZE1) dans l’émetteur Q1 (voir Fig. 13-14). Sans rétroaction négative, Ze1 correspondait généralement à la valeur du transistor HIB, qui est généralement de 26 Ω lorsque IC = 1 mA.
Avec une rétroaction négative, il peut être démontré que ZE1 varie d’environ 2,5 kΩ à 30 kΩ en fonction de AV et B. La résistance RF2 doit être sélectionnée beaucoup plus petite que ZE1. Cependant, RF2 doit être aussi grand que possible pour donner la plus grande valeur possible pour RF1; (De l’équation 13-10, Rf1 ≈ ACL x Rf2).
Un point de départ raisonnable pour la conception du réseau de rétroaction est de sélectionner RF2 beaucoup plus bas que ZE1 / 10: dans la plage de 100 Ω à 470 Ω. RF2 pourrait également modifier les conditions de biais CC pour Q1.
Par conséquent, il peut être nécessaire de réduire R4, de sorte que R4 et RF2 ajoutent à la résistance d’origine sélectionnée pour R4 (ou R) (voir Fig. 13-14).
La figure 13-15 montre un circuit CA équivalent à basse fréquence pour le réseau de rétroaction. Gardez à l’esprit que le condensateur CF1 est toujours considéré comme un court-circuit de CA, il est donc supposé que XCF1 est beaucoup plus petit que RF1.
L’impédance du condensateur C2 est montrée, et comme XC2 est censé être beaucoup plus petit que la résistance R4, R4 est omis.
De la figure 13-15, VO est divisé en RF1 et (RF2 + JXC2) pour donner VF, donc le facteur de rétroaction est,
En supposant que (Rf2 – Jxc2) ≪ RF1,
De l’équation. 13-3, 
Lorsque xc2 = rf2,
Pour établir une fréquence de coupe plus faible (F1) de la fréquence plus faible,
Comme déjà mentionné, XCF1 doit être beaucoup plus petit que RF1 dans la faible fréquence de coupe pour l’amplificateur. On peut démontrer que, si XCF1 = RF1 dans F1, le gain de circuit fermé augmenterait vraiment aux fréquences inférieures à F1. CF1 est normalement calculé à partir de,
Le condensateur CF1 peut souvent être éliminé. Si RF1 est suffisamment grand, la connexion RF1 directe de Q2C à Q1E sur la figure 13-12 aura un effet insignifiant sur les conditions de biais de circuit.
En fait, avec un circuit couplé direct, la connexion directe des résistances de rétroaction pourrait améliorer la stabilité du biais du circuit.
L’impédance d’entrée du circuit est augmentée par une rétroaction négative, de sorte que le condensateur de couplage d’entrée C1 peut être recalculé en tant que condensateur plus petit (xc1 = zin / 10 en F1). N’oubliez pas que les résistances de biais ne sont pas affectées par la rétroaction.
Quelle que soit la hauteur de l’impédance d’entrée du circuit, C1 doit normalement être sélectionné au minimum de 0,1 μF, pour s’assurer qu’il est beaucoup plus grand que toute capacité perdue à l’entrée du circuit.
Le condenseur de publication de l’émetteur C4 a été calculé (sur la figure 13-12) pour avoir XC4 = 0,65 HIB2 en F1. Ensuite, XC4 réduira le gain de circuit de circuit (AV) en F1. Cependant, même avec cette réduction des bénéfices.
AV doit toujours être beaucoup plus grand que l’ACL, donc C4 peut normalement être laissé comme calculé pour un amplificateur sans rétroaction.
N’oubliez pas la discussion précédente selon laquelle, lors de la conception d’un amplificateur sans rétroaction, la résistance au collecteur (RC2) pour le transistor de sortie est généralement sélectionnée comme égale ou inférieure à RL / 10. En effet, sans rétroaction négative zo ≈ rc2.
La rétroaction négative réduit normalement ZO à une valeur beaucoup plus petite que RC2. Par conséquent, RC2 n’a pas besoin d’être sélectionné comme RL / 10 lors de la conception d’un amplificateur CE à deux étages en utilisant une rétroaction de tension de série négative. D’un autre côté, tout niveau pratique de VRC et de CI peut être utilisé pour calculer une valeur RC2 adéquate.