Circuito de amplificador de emisor común de una sola etapa:
Especificación: el diseño de circuito de sesgo para el circuito de amplificador de emisores comunes de una sola etapa se muestra en la Fig. 12-1 y el análisis de CA del circuito ya se explica.
El diseño de este circuito (o cualquier otro circuito) normalmente comienza con una especificación que podría enumerar: el voltaje de suministro, la ganancia de voltaje mínimo, la respuesta de frecuencia, la impedancia de la fuente de señal y la impedancia de carga.
Selección de IC, RC y RE
El diseño para una ganancia de voltaje particular requiere el uso de la retroalimentación negativa de CA para estabilizar la ganancia. El circuito que se muestra en la Fig. 12-1 no tiene provisión de retroalimentación negativa, en consecuencia, está diseñado para lograr la mayor ganancia de voltaje posible. De la ecuación. 6-15, la ganancia de voltaje de un circuito amplificador de emisor común de una sola etapa, 
Debido a que AV es directamente proporcional a RC || RL, el diseño para la mayor ganancia de voltaje parece requerir la selección de la mayor resistencia del colector posible. Sin embargo, un valor muy grande de RC podría hacer que la corriente del colector sea demasiado pequeña para una operación de transistores satisfactoria.
Para la mayoría de los transistores de señal pequeña, IC no debe ser inferior a 500 μA. Un buen IC mínimo para apuntar es 1 Ma. Los transistores especiales de bajo ruido operan con niveles de corriente de colección mucho más bajos.
El valor del transistor HFE está relacionado con IC, por lo que IC podría seleccionarse alto para dar el HFE más grande, nuevamente para lograr el mayor AV. Pero, un alto nivel de IC da como resultado un pequeño valor RC para una caída de voltaje dada (VRC).
Por lo tanto, un alto nivel de IC podría dar como resultado un bajo valor AV, aunque HFE podría ser relativamente grande.
Para un nivel dado de IC, la caída de voltaje más grande posible en RC proporciona el mayor valor de RC, (RC = VRC/IC). Para hacer que VRC sea lo más grande posible, VCE y VE deben mantenerse al mínimo, [ver Fig. 12-2 (a)]. El voltaje del emisor de colector generalmente debe ser alrededor de 3 V.
Esto es lo suficientemente grande como para garantizar que el transistor funcione linealmente, y también permite un cambio de voltaje del colector de ± 1 V que generalmente es adecuado para un amplificador de señal pequeña.
Otra consideración en la selección de RC es que no hay nada que obtener al hacer que RC sea más grande que RL. De hecho, RC normalmente debería ser mucho más pequeño que RL, por lo que RL tiene poco efecto en la ganancia de voltaje del circuito.
Para una buena estabilidad de sesgo, la caída del voltaje de la resistencia del emisor (VE) debe ser mucho más grande que el voltaje del emisor base (VBE). Esto se debe a que VE = VB – VBE, y cuando VE ≫ VBE, VE solo se verá ligeramente afectado por cualquier variación en VBE (debido al cambio de temperatura u otros efectos).
En consecuencia, IE e IC permanecen bastante estables en IC ≈ IE = Ve/Re. Un VE mínimo de 5 V ofrece una buena estabilidad de sesgo en la mayoría de las circunstancias, [ver Fig. 12-2 (a)]. Con voltajes de suministro de menos de 10 V, VE podría tener que reducirse a 3 V para permitir niveles razonables de VCE y VRC. Normalmente, es probable que una caída de voltaje de resistencia del emisor inferior a 3 V produzca una estabilidad de sesgo deficiente.
Una vez que se seleccionan VE, VCE e IC, VRC se determina como,
Luego, se calculan RC y RE,
Resistencias de sesgo:
Como ya sabemos, la selección de la corriente de divisor de voltaje (I2) como IC/10 ofrece una buena estabilidad de sesgo y una resistencia de entrada razonablemente alta. Cuando la resistencia a la entrada no es importante, I2 puede ser igual a IC para una excelente estabilidad de sesgo. Las resistencias de sesgo se calculan como,
Seleccionar R2 = 10 RE da I2 ≈ IC/10, [Fig. 12-2 (b)]. El nivel preciso de I2 se puede calcular como I2 = VB/R2, y esto se puede usar en la ecuación para R1.
Condensador de derivación:
Se deben seleccionar todos los condensadores para tener el valor de capacitancia más pequeño posible, tanto para minimizar el tamaño físico del circuito como para la economía (los condensadores grandes son los más caros).
Debido a que cada condensador tiene su mayor impedancia a la frecuencia de funcionamiento más baja, los valores del condensador se calculan en la frecuencia de señal más baja que el circuito se requiere para amplificar. Esta frecuencia es la frecuencia de corte inferior del circuito o la baja frecuencia de 3 dB (F1) (ver Fig. 12-3).
El condensador de derivación C2 en la Fig. 12-1 es normalmente el condensador más grande en el circuito, por lo que C2 se selecciona para establecer F1 en la frecuencia deseada. La ganancia de voltaje se desarrolló para un circuito amplificador de emisor común de una sola etapa con una resistencia emisor desabrochada (RE). Reescribir la ecuación para incluir XC2 en paralelo con RE da
Normalmente re ≫ xc2, por lo que se puede omitir. Además, XC2 es capacitivo,
entonces, 
Cuando hfe = (1 + hfe) xc2,
Por lo tanto, en F1,
En F1,
Las ecuaciones 12-2 y 12-3 dan el valor más pequeño para el condensador de derivación. Al seleccionar un valor estándar para el condensador, se debe elegir el siguiente valor más grande. Esto dará una frecuencia de corte ligeramente más baja que el valor F1 utilizado en los cálculos.
Es importante tener en cuenta que el condensador de derivación del emisor se calcula en términos de la resistencia ‘que se ve en el terminal del emisor del transistor (la resistencia en serie con C2). El valor del condensador no se determina en relación con el valor de la resistencia del emisor (RE).
Condensadores de acoplamiento:
Los condensadores de acoplamiento (C1 y C3 en la Fig. 12-1) deben tener un efecto insignificante sobre la respuesta de frecuencia del circuito.
La Figura 12-6 (a) ilustra el hecho de que XC1 y Zi constituyen un divisor de voltaje si XC1 es demasiado grande, el voltaje de entrada de CAC de Circuito (VI) será significativamente más pequeño que el voltaje de la señal (VS).
Del mismo modo, XC3 y RL atenúan el voltaje de CA en el colector de transistores, de modo que el voltaje de salida de CA (VO) puede ser más pequeño que el voltaje del colector de CA (VO), [Fig. 12-6 (b)].
Para minimizar los efectos de C1 y C3, la reactancia de cada condensador de acoplamiento se selecciona para ser aproximadamente igual a una décima parte de la impedancia en serie con la frecuencia de funcionamiento más baja para el circuito (F1).
Por lo general, rl ≫ zo, y a menudo zi ≫ rs, de modo que ZO y RS se pueden omitir en las ecuaciones 12-4 y 12-5. Una vez más, las ecuaciones dan valores de capacitancia mínima, de modo que los siguientes valores estándar más grandes siempre deben seleccionarse para C1 y C3.
Las ecuaciones 12-4 y 12-5 dan la impresión de que aproximadamente el 10% de los voltajes de señal y salida se pierden en C1 y C3. Esto sería cierto si las cantidades fueran resistivas. Sin embargo, XC1 y XC3 son capacitivos, mientras que Zi y RL suelen ser resistivos. Entonces, cuando se calcula la pérdida real, se encuentra que es solo alrededor del 0,5% para cada condensador.
Otro enfoque para la selección de condensadores de acoplamiento es hacer XC1 = Zi en dos octavas debajo de F1.
El condensador de acoplamiento de salida se determina luego haciendo impedancia de C3 igual a RL en dos octavas por debajo de F1/4.
Cuando las ecuaciones 12-6 y 12-7 se utilizan para determinar los valores de los condensadores de acoplamiento, se puede demostrar que los efectos de atenuación del condensador son inferiores al 5% de AV.
Condensador de derivación:
A veces se requiere un amplificador para tener una frecuencia de corte superior particular (F2 en la Fig. 12-3). El transistor debe seleccionarse para tener una frecuencia de corte mucho más alta que F2.
La frecuencia de corte superior para el circuito se puede establecer conectando un pequeño condensador del terminal del colector de transistores a tierra, (C4 en la Fig. 12-7).