Amplificador de transistores acoplados RC – Operaciones, derivación y aplicaciones:
En la figura 16.12 se muestra un amplificador de transistores de transistores RC de dos etapas utilizando transistores NPN en la configuración de CE. Los dos transistores utilizados son idénticos y usan una fuente de alimentación común VCC. Las resistencias R1, R2 y RE forman la red de polarización y estabilización.
En esta disposición, la señal desarrollada a través de la resistencia de colección RC de la primera etapa está acoplada a la base de la segunda etapa a través del condensador de acoplamiento CC.
Como el acoplamiento de una etapa a la siguiente se obtiene mediante un condensador de acoplamiento seguido de una conexión con una resistencia de derivación, por lo tanto, tales amplificadores se denominan amplificador de transistores acoplados o con capacidad de resistencia.
El condensador de entrada CIN se combina con voltaje de señal de CA a la base del transistor Q1. En ausencia de CIN, la fuente de señal estará en paralelo con la resistencia R2 y el voltaje de polarización de la base se verá afectado.
Por lo tanto, la función de CIN es permitir solo la corriente alterna de la fuente de señal para fluir hacia el circuito de entrada.
El condensador de derivación del emisor ofrece una ruta de baja reactancia a la señal. Si no está presente, la caída de voltaje a través de Re reducirá el voltaje efectivo disponible en los terminales del emisor base (el voltaje de entrada) y, por lo tanto, reduce la ganancia.
El condensador de acoplamiento CC transmite la señal de CA pero bloquea el voltaje de CC de la primera etapa para llegar a la base de la segunda etapa. Por lo tanto, el sesgo de CC de la siguiente etapa no se interfiere con. Por esta razón, el condensador de acoplamiento CC también se llama condensador de bloqueo.
Operaciones del amplificador de transistores acoplados RC:
Cuando la señal de CA se aplica a la base del primer amplificador, aparece en la forma amplificada a través de la carga del colector RC. La señal amplificada desarrollada a través de RC se transmite a la base de la siguiente etapa del amplificador a través del condensador de acoplamiento CC.
Esto se amplifica aún más por la siguiente etapa, etc. Por lo tanto, las etapas en cascada amplifican la señal y, por lo tanto, la ganancia general aumenta considerablemente.
La fase de salida es la misma que la de la entrada porque la fase se invierte dos veces por dos transistores, ya que están en la configuración de CE.
Se puede mencionar aquí que la ganancia general es menor que el producto de las ganancias de las etapas individuales. Esto es porque cuando
Se hace una segunda etapa para seguir la primera, la resistencia de carga efectiva de la primera etapa se reduce debido al efecto de derivación de la resistencia de entrada de la segunda etapa. Esto reduce la ganancia de la etapa que está cargada por la siguiente etapa.
Por ejemplo, en un amplificador de 4 etapas, las ganancias de las tres primeras etapas se reducirán debido al efecto de carga de la etapa posterior. Sin embargo, la ganancia de la etapa final o última (cuarta etapa en este caso) que no tiene ningún efecto de carga de la etapa posterior no se ve afectada. Por lo tanto, la ganancia general será menor que el producto de las ganancias de cuatro etapas.
Análisis:
Para dibujar el modelo aproximado del circuito que se muestra en la Fig. 16.12, se hacen los siguientes supuestos.
- HRE es tan pequeño que la fuente de voltaje HRE Vout puede ser descuidada.
- 1/hoe es tan grande que puede considerarse como un circuito abierto.
- Las resistencias de sesgo R1 y R2 son muy grandes en comparación con HIE.
- La reactancia del condensador de derivación del emisor para cualquier frecuencia de entrada dada es tan pequeña que la combinación paralela de Re y Ce puede considerarse como un cortocircuito.
El modelo aproximado dibujado con los supuestos anteriores se muestra en la figura 16.13.
A los fines del análisis, todo el rango de frecuencia puede dividirse en las siguientes tres categorías.
(a) Rango de frecuencia media: a las frecuencias medias, la impedancia ofrecida por el condensador de acoplamiento CC es tan pequeña que puede considerarse efectivamente como un cortocircuito y su efecto puede descuidarse. El circuito equivalente para el rango de frecuencia media se proporciona en la figura 16.14 y el circuito equivalente de thevenin se da en la figura 16.15.
Del circuito que se muestra en la figura 16.15
Entonces ganancia actual,
Voltaje de salida,
Voltaje de entrada,
Entonces ganancia de voltaje
De las ecuaciones. (16.39) y (16.41) Es obvio que las ganancias de corriente y voltaje son iguales.
(b) Rango de baja frecuencia: en un rango de baja frecuencia, la impedancia ofrecida por el condensador de acoplamiento CC es comparable a la resistencia al colector RC. Afecta en gran medida la amplificación actual. Por lo tanto, se hace necesario incluirlo en el circuito equivalente, como se muestra en la figura 16.13
El circuito equivalente de Thevenin se da en la figura 16.16. Del circuito que se muestra en la figura 16.16
Actual,
Entonces ganancia actual,
Voltaje de salida,
Voltaje de entrada
Entonces ganancia de voltaje,
La magnitud de AVL viene dada por
De la ecuación. (16.46) Es obvio que en el rango de baja frecuencia, la ganancia de voltaje disminuye con la disminución de la frecuencia.
(c) Rango de alta frecuencia: en un rango de alta frecuencia, la reactancia ofrecida por el condensador de acoplamiento CC es muy pequeña y puede considerarse como un cortocircuito.
El factor importante que entra en la imagen a altas frecuencias son las capacitancias de los interelectrodos. Estas capacitancias se deben a la formación de capas de agotamiento en las uniones. Las capacitancias de los interelectrodos se muestran mediante líneas punteadas en la figura 16.17.
La capacitancia CBC entre la base y el colector conecta la salida con la entrada. Debido a esto, la retroalimentación negativa tiene lugar en el circuito y la ganancia se reduce.
El efecto de retroalimentación aumenta con el aumento de la frecuencia porque con el aumento en la impedancia reactiva de frecuencia del condensador disminuye. La capacitancia CBE, entre la base y el emisor, ofrece una ruta de baja impedancia en el lado de entrada a altas frecuencias.
Esto reduce la impedancia de entrada del dispositivo y, en consecuencia, se reduce la señal de entrada efectiva. Así ganan caídas. Del mismo modo, la capacitancia CCE produce un efecto de derivación a altas frecuencias en el lado de la salida.
Es un punto notable que CBC es la capacitancia más importante porque la retroalimentación se lleva a cabo desde el circuito de salida hasta el circuito de entrada a través de esta capacitancia. Esto se conoce como efecto Miller. Además de estas capacitancias, hay capacitancias de cableado CW1 y CW2, como se muestra en la figura 16.17. Estas son las capacitancias entre los cables de conexión del circuito y la tierra.
Se puede demostrar que CBE y CBC pueden reemplazarse con un solo condensador CD a través del HIE de resistencia de entrada del transistor.
El valor del CD de capacitancia de derivación en el circuito de entrada de la primera etapa es pequeño porque depende de la impedancia de salida del primer transistor, que es pequeño. Pero en el circuito de salida de la primera etapa, el CD aumenta por capacitancia perdida del cableado.
La reactancia 1/ωCD tendrá un efecto de derivación apreciable en R2 y HIE. Los circuitos equivalentes se dan en las Figs. 16.18 y 16.19.
Del circuito equivalente de Thevenin que se muestra en la figura 16.19,
Actual,
Entonces ganancia actual,
Voltaje de salida,
Voltaje de entrada,
Por lo tanto, ganancia de voltaje,
La magnitud de AVH viene dada por
De la ecuación. (16.50) Es obvio que con el aumento de la frecuencia de entrada se cae la magnitud de la ganancia de voltaje.
Frecuencia de corte inferior:
La frecuencia de corte más baja, F1, se puede definir como la frecuencia a la que la magnitud de la ganancia de voltaje en el rango de baja frecuencia cae a 1/√2 o 0.707 veces la ganancia máxima en el rango de frecuencia media. Así en F = F1
De la ecuación. (16.46) La magnitud de AVL,
y de la ecuación. (16.41), La magnitud de AVM,
De las ecuaciones. (16.51) y (16.52)
Si F1 es la frecuencia de corte más baja, entonces
De las ecuaciones. (16.53) y (16.54), tenemos
Por lo tanto, el cambio de fase total de la ganancia de voltaje AVL en el rango de baja frecuencia viene dado por
De la ecuación anterior es obvio que con la disminución en la frecuencia θl aumenta y en f = f1
Frecuencia de corte superior:
La frecuencia de corte superior F2 puede definirse como la frecuencia a la que la magnitud de la ganancia de voltaje en el rango de alta frecuencia cae a 1/√2 o 0.707 veces la magnitud de la ganancia en el rango de frecuencia media. Así en F = F2
De la ecuación. (16.50), La magnitud de AVH,
De las ecuaciones. (16.52) y (16.58) tenemos
Si F2 es la frecuencia de corte superior, entonces
o frecuencia de corte superior,
De las ecuaciones. (16.59) y (16.60)
ΦH disminuye con el aumento en la frecuencia de entrada f. La variación del cambio de fase total entre los voltajes de entrada y salida con frecuencia se muestra en la figura 16.20.
Curva de respuesta de frecuencia:
La curva de respuesta de frecuencia de un amplificador de transistor acoplado RC típico se muestra en la figura 16.21.
En el rango de frecuencia media (50 Hz – 20 kHz), la ganancia de voltaje del amplificador es constante, como es obvio del análisis.
Con el aumento de la frecuencia en este rango, la reactancia del condensador de acoplamiento CC reduce así la ganancia, pero al mismo tiempo, la reactancia capacitiva menor provoca una mayor carga que resulte en una menor ganancia de voltaje. Por lo tanto, los dos efectos se cancelan entre sí y se obtiene ganancia uniforme en el rango de frecuencia media.
A bajas frecuencias (inferiores a 50 Hz), una mayor reactancia capacitiva del condensador de acoplamiento CC permite que una parte muy pequeña de la señal pase de una etapa a la siguiente y también debido a una mayor reactancia del capacitor del emisor CE, la resistencia del emisor RE no se desvanece efectivamente. Por lo tanto, la ganancia de voltaje cae a bajas frecuencias.
A altas frecuencias (superiores a 20 kHz), la ganancia del amplificador disminuye con el aumento de la frecuencia. Varios factores son responsables de esta reducción en la ganancia.
A altas frecuencias, la reactancia del condensador de acoplamiento CC se vuelve muy pequeña y CC se comporta como un cortocircuito. Esto aumenta la carga de la siguiente etapa y reduce la ganancia de voltaje.
A altas frecuencias, la reactancia capacitiva de la unión del emisor de base es baja y, por lo tanto, la corriente base aumenta y se reduce el factor de ganancia de corriente β. A altas frecuencias, la capacitancia de interelectrodo CBC conecta el circuito de salida al circuito de entrada.
Por lo tanto, se produce la retroalimentación negativa y la ganancia se reduce. Además de las capacitancias de los interelectrodos, existen capacitancias de cableado CW1, y CW2 y capacitancia de entrada CIN de la siguiente etapa.
El efecto de las capacitancias CW1, CW2 y el condensador de entrada CIN de la siguiente etapa pueden representarse mediante una sola capacitancia de derivación dada como
La sección de salida del amplificador se muestra en la Fig. 16.22 desde el punto de vista de CA, para consideraciones de alta frecuencia. La capacitancia CS es la capacitancia de derivación equivalente según lo dado por la ecuación. (16.64).
En los condensadores de acoplamiento y omisión de la figura, CC y CE no se muestran, ya que representan efectivamente circuitos cortos a altas frecuencias.
A partir del circuito que se muestra en la Fig. 16.22, es obvio que el IC de corriente del colector está compuesto por tres corrientes I1, I2 e I3.
Con el aumento en la frecuencia de la señal de entrada, la impedancia reactiva de la capacitancia de derivación CS disminuye, siendo inversamente proporcional a la frecuencia y, como resultado, la actual I2 a través de esta capacitancia CS aumenta.
Esto reduce las corrientes I1 e I3 ya que la corriente total IC = (L1 + L2 + L3) es casi constante. El Vout de voltaje de salida es el producto de L3 y R (es decir, i3r) disminuye.
Por lo tanto, mayor la frecuencia, la inferior es la impedancia ofrecida por CS y la baja será el Vout de voltaje de salida.
Ancho de banda:
La curva de respuesta de frecuencia de un amplificador transistor acoplado RC se muestra en la figura 16.21. Las frecuencias de corte F1 y F2 están marcadas en la figura. La diferencia de las dos frecuencias (frecuencia de corte superior F2 y la frecuencia de corte inferior F1) se llama ancho de banda (BW)
Cuando el ancho de banda (BW) se multiplica por la ganancia en frecuencias medias, se obtiene el ancho de banda de ganancia (GBW).
Ventajas del amplificador de transistores acoplado RC:
Excelente respuesta de frecuencia (ganancia constante sobre el rango de frecuencia de audio, la región más importante para el habla, la música, etc.), más barato en costo (las resistencias y los condensadores utilizados son muy baratos) y un circuito muy compacto (las resistencias y los condensadores utilizados son pequeños y extremadamente ligeros).
Desventajas del amplificador de transistores acoplado RC:
Bajo voltaje y ganancia de potencia debido a la baja resistencia presentada por la entrada de cada etapa a la etapa anterior, la tendencia de volverse ruidoso con la edad, particularmente en climas húmedos y una mala coincidencia de impedancia debido a la diferencia en las impedancias de la producción de amplificador de transistores acoplados RC y la de la producción del hablante.
Aplicaciones del amplificador de transistores acoplados RC:
El amplificador de transistores acoplados RC se usa ampliamente como amplificadores de voltaje (es decir, en las etapas iniciales de los sistemas de direcciones públicas) debido a su excelente fidelidad de audio en una amplia gama de frecuencia.
Sin embargo, debido a la mala coincidencia de impedancia, este tipo de acoplamiento rara vez se emplea en las etapas finales.