Amplificador de CE de dos etapas utilizando la retroalimentación negativa de voltaje de la serie:
Circuito del amplificador de retroalimentación negativa: un amplificador BJT acoplado al condensador de dos etapas se muestra en la figura 13-10. Este es el mismo circuito de amplificador CE de dos etapas discutido ya con la adición de componentes de retroalimentación RF2, RF1 y CF1. El voltaje de salida se divide en RF2 y RF1 para producir un voltaje de retroalimentación en serie con la señal en la base de Q1. 
CF1 (en la Fig. 13-10) es un condensador de bloqueo de CC para evitar que el voltaje de CC en el colector Q2 afecte las condiciones de polarización Q1. CF1 se comporta como un circuito abierto para hacer y un cortocircuito para AC.
En consecuencia, CF1 no está incluido en la frecuencia media, ningún circuito equivalente de la red de retroalimentación en la figura 13-11. El condensador C2 se comporta como un cortocircuito a frecuencias media y superior, por lo que C2 y R4 (en corto por C2) también están ausentes de la frecuencia media sin circuito equivalente.
El voltaje de la señal (VS) se aplica entre la base Q1 y la tierra, como se ilustra en la Fig. 13-11, y el voltaje de salida (VO) se desarrolla entre el colector Q2 y la tierra. El voltaje de retroalimentación (VF) se desarrolla a través de la resistencia RF2, entre el terminal del emisor Q1 y el suelo.
El voltaje de entrada (VI) aparece a través de los terminales del emisor de base Q1 como la diferencia entre VS y VF.
A partir de temas anteriores de un amplificador de CE de dos etapas, se sabe que el voltaje de salida del circuito está en fase con el voltaje de señal. Cuando el nivel instantáneo de VS es positivo, VO también es positivo y, en consecuencia, VF está en oposición de fase con VS.
Cuando VS sube (positivamente), VF también sube y, en consecuencia, el voltaje (vi) en el emisor base de Q1 se reduce de VS a,
Tenga en cuenta que las resistencias de polarización Q1 (R1 y R2) en la Fig. 13-10 están fuera del circuito de retroalimentación y no se ven afectadas por la retroalimentación. El aspecto de la impedancia en la base del transistor está dentro del circuito de retroalimentación, por lo que está alterado por la retroalimentación.
Además, recuerde que la resistencia del coleccionista Q2 (R7) no se ve afectada por la retroalimentación negativa, y que el aspecto de la impedancia en el terminal del colector de transistores cambia mediante retroalimentación negativa.
El factor de retroalimentación para el circuito en las Figs. 13-10 y 13-11 es,
De la ecuación. 13-3,
Generalmente rf1 ≫ rf2, entonces
Diseño del amplificador de retroalimentación negativa:
Un amplificador de CE de dos etapas que usa un amplificador de retroalimentación negativa de voltaje de la serie como el que se muestra en la figura 13-12, se diseña primero primero como amplificador sin retroalimentación. Luego se determinan los valores del componente de retroalimentación y el circuito se modifica según sea necesario.
Al igual que RL, RF1 es una carga adicional en el colector de la segunda etapa en la figura 13-12. Como se ilustra en la Fig. 13-13, la ganancia de voltaje de la segunda etapa es proporcional a la carga total (RL || R7 || RF1), en consecuencia, RF1 tiene el efecto de reducir la ganancia de la segunda etapa.
Se requiere una gran ganancia de circuito abierto para una buena estabilidad de ganancia, por lo que RF1 debe seleccionarse lo más grande posible.
Resistor RF2 es una resistencia desabrochada en serie con el emisor de Q1. Como tal, parece reducir la ganancia de voltaje de la primera etapa y, por lo tanto, reducir la ganancia de circuito abierto del circuito.
Sin embargo, debido a que VF se aplica al emisor Q1, la ganancia efectiva de circuito abierto es la ganancia de voltaje de los terminales BE de Q1 al colector de Q2. Entonces, RF2 no altera la ganancia general de circuito abierto. (RF2 se omite al calcular la ganancia de circuito abierto de circuito).
Otra consideración para RF2 es que está en paralelo con la impedancia (ZE1) en el emisor de Q1 (ver Fig. 13-14). Sin retroalimentación negativa, ZE1 generalmente igualaría el valor del transistor HIB, que típicamente es 26 Ω cuando IC = 1 mA.
Con la retroalimentación negativa, se puede demostrar que ZE1 varía de aproximadamente 2.5 kΩ a 30 kΩ dependiendo de AV y B. La resistencia RF2 debe seleccionarse mucho más pequeño que ZE1. Sin embargo, RF2 debe ser lo más grande posible para dar el mayor valor posible para RF1; (De la ecuación 13-10, RF1 ≈ ACL x RF2).
Un punto de partida razonable para el diseño de la red de retroalimentación es seleccionar RF2 mucho más bajo que ZE1/10: en el rango de 100 Ω a 470 Ω. RF2 también podría alterar las condiciones de sesgo de CC para Q1.
En consecuencia, podría ser necesario reducir R4, de modo que R4 y RF2 se suman a la resistencia original seleccionada para R4 (o RE) (ver Fig. 13-14).
La Figura 13-15 muestra un circuito equivalente de CA de baja frecuencia para la red de retroalimentación. Tenga en cuenta que el condensador CF1 todavía se toma como un cortocircuito de CA, por lo que se supone que XCF1 es mucho más pequeño que RF1.
Se muestra la impedancia del condensador C2, y debido a que se supone que XC2 es mucho más pequeña que la resistencia R4, se omite R4.
De la figura 13-15, VO se divide en RF1 y (RF2 + JXC2) para dar VF, por lo que el factor de retroalimentación es,
Suponiendo que (RF2 – JXC2) ≪ RF1,
De la ecuación. 13-3, 
Cuando xc2 = rf2,
Para establecer una frecuencia de corte más baja (F1) de menor frecuencia,
Como ya se mencionó, XCF1 debe ser mucho más pequeño que RF1 en la frecuencia de corte baja para el amplificador. Se puede demostrar que, si XCF1 = RF1 en F1, la ganancia de circuito cerrado realmente aumentaría a frecuencias por debajo de F1. CF1 se calcula normalmente a partir de,
El condensador CF1 a menudo se puede eliminar. Si RF1 es lo suficientemente grande, la conexión directa de RF1 de Q2C a Q1E en la figura 13-12 tendrá un efecto insignificante en las condiciones de sesgo del circuito.
De hecho, con un circuito acoplado directo, la conexión directa de las resistencias de retroalimentación podría mejorar la estabilidad del sesgo del circuito.
La impedancia de entrada del circuito se incrementa mediante retroalimentación negativa, por lo que el condensador de acoplamiento de entrada C1 puede recalcularse como un condensador más pequeño, (xc1 = zin/10 en F1). Recuerde que las resistencias de sesgo no se ven afectadas por la retroalimentación.
Independientemente de qué tan alta podría ser la impedancia de entrada del circuito, C1 normalmente debe seleccionarse como un mínimo de 0.1 μF, para garantizar que sea mucho más grande que cualquier capacitancia perdida en la entrada del circuito.
Se calculó el condensador de derivación del emisor C4 (en la Fig. 13-12) para tener XC4 = 0.65 HIB2 en F1. Entonces, XC4 reducirá la ganancia de circuito de circuito de circuito (AV) en F1. Sin embargo, incluso con esta reducción de ganancia.
AV aún debe ser mucho más grande que el ACL, por lo que C4 normalmente se puede dejar como se calcula para un amplificador sin retroalimentación.
Recuerde de la discusión anterior de que, al diseñar un amplificador sin retroalimentación, la resistencia del colector (RC2) para el transistor de salida generalmente se selecciona como igual o menos que RL/10. Esto se debe a que sin retroalimentación negativa ZO ≈ RC2.
La retroalimentación negativa normalmente reduce Zo a un valor mucho más pequeño que RC2. Por lo tanto, RC2 no tiene que seleccionarse como RL/10 al diseñar un amplificador CE de dos etapas utilizando la retroalimentación negativa de voltaje de la serie. En cambio, se puede usar cualquier nivel conveniente de VRC e IC para calcular un valor RC2 adecuado.